結局、どれをどこに入れるのか — EMI 対策部品の羅針盤 (3) 選定フロー編

はじめに

EMI 対策部品の羅針盤、最終回です。

• 第 1 本: 「0.1μF」はいつまでコンデンサか（コンデンサ編）
• 第 2 本: チップビーズは、ノイズを熱にして捨てる（チップビーズ編）
• 第 3 本（この記事）: 選定フロー編

第 1 本ではコンデンサの V 字カーブと SRF を、第 2 本ではビーズの Z/R/X と「目覚めの周波数」を読みました。どちらも「部品 1 個を、データシートからどう読むか」の話でした。

でも、実際の現場で困るのはその手前です。「いま目の前にあるこの基板に、そもそも何を、どこに入れればいいのか」。部品の読み方が分かっても、選ぶ順番が分からないと手が止まります。

この記事は、その順番を 1 枚のフローチャートにします。そして、私が産業機器の電源ラインで実際に相手にしてきた「DC24V・1MHz・−40dB」という現実的なお題を、そのフローを歩きながら最後まで一緒に解いていきます。仕上げに、メーカーが部品の実測特性を配布している S パラメータ（.s2p）という形式を、emi-compass で読み込む流れまで通します。

この記事で持ち帰れるもの:

• 「まず何を考えるか」の選定フローチャート（最初の分岐は「アナログ信号を扱うか?」）
• 周波数帯ごとの部品の守備範囲マップ（コンデンサ / ビーズ / LC フィルタの分担）
• ビーズが効かない低い周波数（1MHz など）をどう抑えるか — LC（π 型）フィルタの処方と落とし穴
• データシートを見るときの 4 点チェック（連作全体のまとめ）
• スミスチャートの種明かし — 見慣れないあのグラフと、シンプルなグラフは同じものだという話

進め方はこれまでと同じです。むずかしいグラフはシンプルなグラフに置き換え、図は等価回路モデルから Python で自作します。スコープも前回までと同じ、ディファレンシャルモードの話です。

最初の分岐 — 「アナログ信号を扱うか?」

選定でいちばん最初に決めるべきは、部品の種類ではありません。その基板が、アナログ信号を扱うかどうかです。ここで対策の「必須度」がまるごと変わります。

デジタルだけの回路 — ノイズには「マージン」がある

マイコンとロジック IC だけ、というような回路は、実はノイズにそこそこ強いです。理由は しきい値（閾値） があるからです。たとえば 3.3V 系なら「2.0V 以上は H、0.8V 以下は L」のように、多少電圧が揺れても論理レベルは変わらない幅（ノイズマージン）を持っています。

だからデジタル回路のディファレンシャル対策は、多くの場合「電源の暴れで誤動作しない程度に、各 IC の電源ピンをパスコンで支える」一般的なデカップリングで足ります。第 1 本でやった、IC ピン直近に MLCC、というあれです。

ただし、ここで言っているのは「回路が誤動作しない」という話です。「EMC 試験（外への放射ノイズ）に通る」かどうかは別問題で、デジタル回路はむしろノイズを出す側になりやすく、機能は守れていても試験で引っかかることはよくあります。なお、サージ・静電気（TVS / バリスタ）は「壊さないため」の別カテゴリなので、ここでは切り分けて考えます。

アナログ信号を扱う — 対策は実質「必須」

センサのアナログ出力、オペアンプ、AD コンバータ（ADC）。こういう回路が入った瞬間、話が変わります。アナログ信号には、しきい値がないからです。

12bit・3.3V フルスケールの ADC を例にすると、1LSB はおよそ 0.8mV です。0.8mV のノイズが、もう最下位ビットの誤差として数字に乗ります。しかも厄介なのは、

• 後から分離できない: いったん信号にノイズが足し算されてしまうと、両者は同じ「電圧」なので、あとからフィルタで綺麗に引き算するのは難しい
• 増幅段が一緒に増幅する: 微小信号を増幅するアナログ回路は、混入したノイズも律儀に同じ倍率で増幅します

つまりアナログ回路では「ノイズが乗ってから対処する」のがそもそも苦しい。乗る前に、対策部品で源流を抑えるのが実質必須になります。「あってもなくても動く」とは言えなくなる領域です。

この分岐を最初に置くと、後がぶれません。デジタルだけなら機能のマージンを確かめる程度に、アナログ信号を扱うなら最初から本気で。 これが羅針盤の北の方角です。

周波数で部品が決まる — 守備範囲マップ

分岐を抜けたら、次は「抑えたいノイズが何 Hz にいるか」です。連作を通して言い続けてきたとおり、EMI 対策は周波数軸の勝負で、部品ごとに守備範囲が決まっています。

ざっくり 3 つの帯域で整理できます。

ここで第 1 本・第 2 本の数字が効いてきます。コンデンサは SRF より上では効かない。ビーズは 目覚めの周波数より下ではただのインダクタ。だから「この周波数を抑えたい」が決まると、使える部品はかなり絞られます。

そして大事なのが、いちばん左の低域は、ビーズもコンデンサ単体も苦手だということ。ここに次のお題があります。

ケーススタディ: DC24V を 1MHz で −40dB

ここからは実際のお題です。産業機器の電源でよくある状況を一般化したものです。

• DC24V の電源ライン
• 同じ装置の中でサーボモータが動いていて、そのスイッチングノイズが電源ラインに乗ってくる
• 基板にはアナログ回路（センサ + ADC）もある
• 問題になっているのは 1MHz 付近で、ここを −40dB（1/100）まで抑えたい

フローを歩く

1. アナログ信号を扱うか? → 扱う（ADC がある）。本気の対策が要る側
2. ノイズの周波数は? → 1MHz
3. 1MHz はビーズの守備範囲か? → 微妙です。一般的なチップビーズの「目覚めの周波数」は数 MHz〜数十 MHz のことが多く、1MHz ではまだインダクタ寄りで、R 支配になっていません。ビーズ単体で 1MHz を −40dB は、かなり苦しい
4. → ビーズには低すぎる帯域なので、LC（π 型）フィルタの出番

処方箋: π 型 LC フィルタ

1MHz を 40dB も落とすなら、ローパスフィルタのカットオフを 1MHz よりずっと下に置いて、その上を坂道で削り落とすのが素直です。LC の 2 次フィルタは、カットオフより上で 40dB/dec（周波数 10 倍で 40dB）の傾きで落ちます。

定番の構成はこうです。ノイズはサーボ側（入力）から入ってきて、守りたいアナログ回路は出力側にあります。

• 入口に小さめの MLCC で、ノイズの第一波を GND へ逃がし
• チョーク（電源ラインに直列に入れるインダクタ。10〜47μH）でせき止め
• 出口に 大容量電解（100μF クラス）を置いて低域を受け止め、さらに IC 近傍の MLCC で高域を仕上げる

ここでやりたいのは、1MHz よりずっと低いところに「曲がり角（カットオフ）」を作ることです。曲がり角より上では、フィルタが周波数とともにノイズを削ってくれます。その曲がり角を作る主役が、チョークと「その出口側のコンデンサ」が作る 2 次 LC です。

カットオフ周波数は fc = 1/(2π√(L·C))。数字を入れてみます。

• L = 22μH、出口の C = 100μF → fc ≒ 3.4kHz
• 1MHz は、その fc のおよそ 300 倍上

だから 1MHz は、フィルタの坂をだいぶ下ったところにいます。40dB/dec の坂を 2.5 桁分すべり落ちるので、理屈の上では 100dB 近い減衰。目標の −40dB に対しては、計算上たっぷり余裕があります。

この数字は、手元で再現できます。いま手で追った fc・1MHz の減衰・共振ピークが、同じ条件でそのまま出てきます。

$ emi-compass filter --l 22u --c 100u --at 1M
    cutoff fc = 3.39 kHz
    attenuation at 1 MHz = 98.8 dB
    resonance peak +10.0 dB at 3.3 kHz

ただし「−40dB が目標なら 100dB は過剰だから、もっと小さな部品（高い fc）で済むのでは」と思っても、そのまま小さくはできません。高い周波数ほど、チョークの巻線容量のような実部品の寄生成分が見えてきて、坂道は途中で寝てしまうからです。理屈上のマージンは大きめに取っておくのが安全です。そのうえで「部品を小さくする ＝ fc を上げる」には、もう一つ別の下限があって、それが次の落とし穴です。

ここでの fc・−99dB は、チョークと出口側のコンデンサを理想 2 次 LC として見たときの目安で、π 型全体を厳密に解いた値ではありません（実際のカーブは両側のコンデンサ・電源/負荷インピーダンス・ESR で変わります）。それでも「大容量の電解とチョークが低域を、MLCC が高域を担当する」という役割分担は変わりません。第 1 本で「大容量コンデンサは高域では効かない」と書いたのを覚えていれば、なぜ電解 1 個では済まず、出口側に MLCC も要るのかが分かります。

このケースの落とし穴 3 つ

ここからが本番です。LC フィルタは、計算（シミュレーション）どおりには効いてくれません。 「机上では −99dB なのに、実機で測ると全然落ちない」——その差を生むのが、これから挙げる 3 つの落とし穴です。

落とし穴 1: 共振ピークと PWM キャリアの重なり

LC フィルタは、カットオフ fc の近く（1/(2π√(L·C)) で決まる固有周波数）に共振ピークを持ちます。第 2 本のビーズ + C と同じ、L と C の共振です。ダンピングが足りないと、fc 付近では信号がかえって増幅されます。

何が怖いかというと、サーボの PWM キャリア（モータを回すスイッチングの基本周波数。10〜20kHz あたり）が、この fc 付近に重なりやすいことです。上の例の fc = 3.4kHz は安全側ですが、部品を小さくしようと fc を上げていくと、キャリア周波数に近づき、最悪そこに共振ピークが重なります。「電源フィルタを入れたら、キャリア周波数のリップルが増えた」という、第 2 本と同じ筋の事故です。

対策は、第 2 本と同じくダンピングです。ここで効くのが、電解コンデンサの ESR。出口側のコンデンサを MLCC のような低 ESR だけで組むとピークが尖りますが、出口側に ESR がそこそこある電解コンを置く（または並列に足す）と、その抵抗分が共振を抑えるダンパとして働きます。「低 ESR ほど良い」が常に正しいわけではない、という EMI らしい逆説です。

ESR を 0.5Ω 足して、数字で効果を見てみましょう。

$ emi-compass filter --l 22u --c 100u --esr 0.5 --at 1M
    attenuation at 1 MHz = 48.8 dB
    resonance peak +1.1 dB at 2.34 kHz

共振ピークが +10dB → +1.1dB にスッと収まりました。引き換えに 1MHz の減衰は 98.8 → 48.8dB に減りますが、目標の「40dB 以上の減衰」（＝ −40dB）はまだ満たしている。これがダンピングの現実的な落としどころです。

落とし穴 2: チョークの直流重畳

第 2 本でビーズの直流重畳（DC バイアス）をやりました。チョークもまったく同じです。電源ラインのチョークには負荷電流がそのまま流れるので、コアが飽和してインダクタンスが下がる。

カタログの「22μH」は電流ゼロ近くの値で、定格電流に近づくと半分以下になることもあります。L が半分になれば fc は √2 倍上がり、40dB/dec の坂全体が右にずれて、1MHz の減衰量が足りなくなる。チョークは「実際に流す電流のところで何 μH 残っているか」で選びます。

落とし穴 3: MLCC の DC バイアス

24V ラインに MLCC を使うとき、これを忘れると静かに効き目が消えます。大きな容量を小さく作れるタイプの MLCC（X5R / X7R などの高誘電率系）は、直流電圧をかけると容量がごっそり減るんです。25V 定格の品に 24V をかけると、表示容量の半分以下しか残らないことも普通にあります。

対策はシンプルで、定格電圧に余裕を持たせること。24V ラインなら最低でも 50V 品、できればもっと上を選びます。第 1 本で描いた V 字カーブは「表示容量」で描いていますが、実際の C はこの DC バイアスのぶん減るため、容量で効く左側の |Z| が上に浮いて（その帯域のバイパスが効きにくくなり）、SRF も右にずれる、と頭の隅に置いておくと安心です。

3 つはつながっている

この 3 つの落とし穴は、別々の問題に見えて、実は 1 本の線でつながっています。

落とし穴 2（チョークの L 低下）と落とし穴 3（MLCC の C 低下）が起きると、数式上、どちらもカットオフ周波数 fc を高いほうへ押し上げます（fc は L・C が小さいほど高い）。そして fc が上がるほど、その上にいる落とし穴 1 の PWM キャリア帯（10〜20kHz）に近づいていく。共振ピークが、いちばん来てほしくない場所に乗ってしまう側へ動くわけです。

根っこは 1 つです。カタログ値は「電流ゼロ・電圧ゼロ」の理想条件で、実際の動作点では L も C も目減りします。その目減りが fc をずらし、ずれた fc が共振の置き場所を狂わせる。だからこの 3 つは、バラバラにではなくセットで確かめます。

配線も部品のうち — 1nH/mm

ここまでで、部品は選べました。でも EMI 対策は、選んだ部品を「どこに置くか」でも効き目が変わります。部品を正しく選んでも、配線で台無しになることがある。これは連作の締めくくりとして、もう一度強調しておきたい点です。

配線やビアは、約 1nH/mm のインダクタンスを持ちます。第 1 本で見たとおり、コンデンサの ESL にこれが直列に足されると、SRF が下がって高域の効きが落ちます。

emi-compass cap --c 0.1u --esl 0.5n    # 部品だけ：SRF 22.5MHz
emi-compass cap --c 0.1u --esl 5.5n    # +5mm配線：SRF 6.8MHz に転落

たった 5mm で SRF が 22.5MHz → 6.8MHz に落ち、100MHz の |Z| が約 11.5 倍悪化します。どんなに良い部品を選んでも、IC ピンから遠ざけた瞬間に効果は逃げていく。フローチャートの最後の枝には、いつも「配線とレイアウトを確認」を置いておきたいところです。

メーカーの実測データを見る — S パラメータ（.s2p）

ここまで全部、教科書的な等価回路モデルで描いてきました。種も仕掛けも見えるのが利点ですが、実部品のカーブとは細部が違います。最後の答え合わせは、自分のモデルではなく、メーカーの実測データでやるのが筋です。

主要メーカーは部品の実測特性を、S パラメータと呼ばれる形式のデータファイル（拡張子 .s2p、Touchstone 形式）として配布しています。中身は「周波数ごとの測定値が並んだ表」くらいに思っておけば十分です。emi-compass はこの .s2p を読み込めます。本物のメーカーファイルも、下で使うサンプルとまったく同じコマンドで読み込めます。

emi-compass touchstone samples/sample_bead.s2p   # 実測データから |Z| と挿入損失を描く

スミスチャートの種明かし

S パラメータの話になると、決まってスミスチャートという丸いグラフが出てきます。初めて見ると「なんで円なんだろう」というところで止まりがちですよね。第 1 本の冒頭で「むずかしいグラフはシンプルなグラフに置き換える」と約束したので、最後にその約束をここで果たします。

結論から先に言うと、スミスチャートと、いつもの「周波数 × 効き目」グラフは、同じ 1 つの測定ファイル（.s2p）を別の描き方で見せているだけです。中身は変わりません。

まず、反射係数だけ先に押さえます。部品に信号を入れたとき、どれくらい跳ね返ってくるかを表す数のことです。跳ね返りには「大きさ」と「向き（位相）」があるので、1 つの複素数で表します。スミスチャートは、この複素数を円の中の 1 点として置いたものです。

周波数を低いほうから高いほうへ動かしていくと、跳ね返り方が少しずつ変わるので、点が円の中をたどって動きます。左図の赤い線がその軌跡で、1MHz → 100MHz → 1GHz と進んでいます。高周波の人がこの形を好むのは、インピーダンスの整合（マッチング）を見るのに都合がいいからです。

ただ、EMI 対策で知りたいのは「この周波数で |Z| がいくつか」だけ。それなら、右の「周波数 × |Z|」のグラフのほうが、ひと目で読めてずっと速いです。これは同じ .s2p ファイルの通過特性（S21）から、直列に入れた部品の |Z| を計算し直して、横軸＝周波数で並べ直しただけのものです。

emi-compass は、同じ .s2p ファイルから左右どちらも描けます。スミスチャートは「こういうものか」と一度眺めれば十分で、普段づかいは右のシンプルなグラフで足ります。これが種明かしです。

注: 記事で使う samples/sample_bead.s2p は、説明用に emi-compass 自身のモデルから書き出した合成データです（本物のメーカーファイルは各社サイトで配布されています）。読み込みの流れを試すためのサンプルとして同梱しています。

データシート 4 点チェック — 連作の総まとめ

連作 3 本を、データシートを開いたときに見る 4 点に圧縮します。これがこの羅針盤の本体です。

1. 周波数 — その部品は、抑えたい周波数で本来の働きをするか
   コンデンサなら SRF より下か、ビーズなら R が X より上（目覚めの周波数より上）か。守備範囲の外なら、別の部品を選ぶ
2. 相手のインピーダンス — 効き目は相手との比で決まる
   データシートの dB は 50Ω 系の値。シャント（コンデンサ）は相手が高インピーダンスなほど、直列（ビーズ）は相手が低インピーダンスなほど効く。50Ω の dB をそのまま信じない
3. 直流条件 — カタログ値は「電流ゼロ・電圧ゼロ」のとき
   MLCC は DC バイアスで容量減、ビーズ・チョークは直流重畳で飽和、電源ラインなら定格電流と DCR（電圧降下・発熱）。実際に流す電流・かける電圧のところで、何が残っているか
4. 組み合わせ — 共振の置き場所を運に任せない
   コンデンサ並列の反共振、ビーズ + C の反共振、LC フィルタの共振ピーク。どこにピークが立つかを計算で確かめ、必要なら ESR でダンピングする

この 4 点と、最初の「アナログ信号を扱うか?」の分岐。これだけ手元にあれば、部品表の海でも方角を見失わずに済むはずです。

おまけ: emi-compass の最終版

連作の伴走ツール emi-compass（GitHub・MIT）に、この記事ぶんを追加しました。連作 3 本分のコマンドと図の生成スクリプトが、これで全部入りです。

pip install -U git+https://github.com/logicia32/emi-compass

emi-compass cap   --c 0.1u --esl 0.5n        # 第1本：コンデンサのV字
emi-compass bead                             # 第2本：ビーズのZ/R/X
emi-compass filter --l 22u --c 100u          # 第3本：LCフィルタの伝達特性とfc
emi-compass touchstone samples/sample_bead.s2p  # 第3本：実測データ(.s2p)を読む

filter は π 型 LC フィルタのカットオフ・共振ピーク・ダンピングの効きを描きます。上のケーススタディの数字は、これで再現できます。

この記事のモデルと、実部品のギャップ

この記事の等価回路モデルは、データシートにある実測グラフを、最小限のパラメータで近似的に再現するために選んでいます。まず、モデルが現実のどこを見ているか、その「当たり先」を対応づけておきます。

• 落とし穴 3（DC バイアス） → DC Bias Characteristics（容量 vs DC 電圧）
• 落とし穴 2（直流重畳） → Inductance vs. DC Current（重畳特性）
• 配線の図（コンデンサ/インダクタの自己共振 SRF） → Impedance vs. Frequency
• S パラメータの図 → メーカー提供の .s2p ファイル（ある場合）

細部の数値は完全には一致しなくても、「どちらへ、どう効くか」という方向性は合います。だから「選ぶときの当たりをつける」用途には十分です。そのうえで、モデルと実部品でズレるところも、正直に挙げておきます。

• LC フィルタの伝達特性は理想素子（理想 L・理想 C + 指定した ESR）で計算しています。実部品では、チョークの巻線容量や電解の ESL がさらに乗って、高域はもっと早く頭打ちになります
• DC バイアス・直流重畳のカーブは「こう沈む」というイメージで、実部品の特性値には合わせていません。実数値はメーカーのグラフで確認してください
• S パラメータの読み込みは合成サンプルで動作を示しています。本物のファイルでも同じコマンドで読めますが、配布条件は各社のライセンスに従ってください

おわりに

3 本を通して、EMI 対策部品の「見えない効果」を全部グラフにしてきました。

• 第 1 本: コンデンサは SRF までコンデンサ。三端子の「ESL が低い」は高域に効く
• 第 2 本: ビーズは 周波数で目覚める抵抗。ノイズを熱にして捨てる
• 第 3 本: 場面は 「アナログ信号を扱うか?」から始めて、周波数で部品を選び、直流条件と共振で詰める

「あってもなくても動く」と言われた部品たちが、データシートのグラフの上では、ちゃんと役割を持って並んでいる。その読み方さえ手に入れば、もう先輩の「ビーズ入れといた」に黙ってうなずく必要はありません。自分で選べます。それが、この連作で渡したかった羅針盤です。

最後に予告を 1 つ。この連作はずっとディファレンシャルモードだけを見てきました。残るもう半分、コモンモード — ケーブルにパチンと挟むあのフェライトコアや、コモンモードチョークの世界 — は、対策の考え方も測り方もまるごと別物です。それはまた、別の羅針盤として書きます。

ここまで読んでくださった方、ありがとうございました。